IGBT並聯設計注意事項
IGBT模組並聯技術已被廣泛應用於電力電子行業。無論是受限於單模組電流能力不足，還是並聯方案更具成本優勢，或是系統擴充套件性、系列化需求，越來越多的應用需要IGBT模組並聯方案。
為了充分發揮並聯優勢，均流效果就顯得尤為重要了，否則嚴重電流不平衡將會導致某一模組承受過大電流，從而限制並聯模組整體輸出能力，無法達到預計的並聯效果。
那麼，均流都包括哪些型別呢？有哪些因素會影響到模組均流呢？又有哪些均流措施呢？下面我們來逐一進行說明。
1. 均流分類
均流包括動態均流和靜態均流，器件層面包括IGBT均流和續流二極體均流，見表1。以IGBT為例，靜態均流是指在IGBT導透過程中的電流分佈，而動態均流是指在IGBT開關過程中的電流分佈。
表1 均流分類
2. 均流影響因素
半導體模組自身引數和其應用引數都會影響並聯模組的均流，具體影響引數見表2-1和表2-2。
表2-1 均流影響因素-半導體模組相關引數
表2-2 均流影響因素-應用相關引數
3. 靜態均流
3.1 IGBT VCE(sat)和正溫度係數對電流分佈的影響
關於IGBT溫度係數，圖1以SEMiX453GB12E4s（額定電流450A）模組為例進行解釋。在相同電流情況下，結溫Tj越高，飽和壓降VCE（sat）越大，器件呈現為正溫度係數（PTC）特性。一般來說，NPT/Trench IGBT 在電流大於其額定電流的10-15%以上時具有正溫度係數，這一特性有助於IGBT靜態均流。
圖1 IGBT VCE（sat） 溫度係數 - SEMiX453GB12E4s
下面，舉個例子來說明下VCE（sat） 和PTC對IGBT靜態均流的影響。
圖2 模組並聯等效電路
假設IGBT工作在PTC範圍：
起始Tj相同，具有較低VCE（sat）的IGBT流過較多的電流；
流過電流較多的IGBT損耗較高，因此Tj將較高，由於PTC特性，該IGBT VCE（sat）將增加；
由於VCE（sat）增加，流過該IGBT的電流將變小，流過另一IGBT的電流將增大；
根據公式I=f（VCE， Tj），Tsink，Rth，流過IGBT的電流將會根據應用條件的變化，隨Tj和VCE（sat）自動調整；
PTC係數帶來的負反饋效應有助於IGBT自動均流，而負溫度係數將會惡化不均流效果，因此需要選用具有PTC特性的IGBT進行並聯。
3.2 二極體VF和負溫度係數對電流分佈的影響
大多數二極體在其額定電流範圍具有負溫度係數（NTC），即Tj升高時，其導通壓降VF將變小。這種負溫度係數特性將會導致更高的電流不均衡性。因此，根據二極體正向壓降來選擇二極體進行並聯是一種明智的選擇。
圖3為SEMiX453GB12E4s 反並聯續流二極體溫度係數特性。隨著電流的增加，溫度係數也會隨之變化。圖中可以看出，在416A以下，二極體表現為NTC特性； 在416A 以上，表現為PTC特性。
圖3 二極體VF溫度係數- SEMiX453GB12E4s
3.3 改善靜態均流措施
選擇在工作電流範圍具有PTC的IGBT進行並聯；
關於模組特性差異導致的不均流，可以透過選擇同一廠商相同型號、相同批次的模組進行並聯，從而將差異控制在最小範圍。在實際庫存管理和操作過程中，通常遵從先進先出原則；
在二極體均流極為重要的應用中，可以按照二極體正向壓降VF 進行篩選分類，如VF離散度控制在150-200mV之間。
4. 動態均流
在現實物理世界中，無論是因為半導體材料原因還是製造工藝原因，沒有兩個IGBT器件的引數是100%完全一致的。IGBT的開通、關斷時間ton和toff，門極閾值電壓VGE（th），米勒平臺電壓VGE（pl），門極電荷曲線VGE=f（Qg），轉移特性曲線IC=f（VGE）的不一致，會對IGBT模組並聯系統中的動態均流產生明顯的影響。此外，從應用的角度，驅動電路設計和主迴路結構的設計也會對IGBT並聯系統的動態均流有非常大的影響。優秀的驅動方案和主迴路結構設計可以很大程度改善並聯模組的動態均流特性。
5. IGBT並聯驅動方案
IGBT的並聯驅動方案主要有兩種，一種是集中驅動方案，另一種是獨立驅動方案。如圖4所示。集中方案是指採用一個驅動核+適配板的方式驅動所有並聯模組；獨立驅動方式就是每個並聯的模組都有其獨立的驅動核+適配板。
（a）集中驅動方案
（b）獨立驅動方案
圖4 IGBT並聯驅動方案
5.1 集中驅動方案
為了使門極保護更加有效，單獨的門極電路（如門極電阻，TVS， RGE，CGE 等）應該儘可能靠近IGBT門極，門極佈局需儘可能減小回路電感，同時需確保並聯模組間驅動電路的對稱性。建議將門極驅動電阻、TVS，RGE，CGE等保護器件裝配於適配板上，驅動核可直接連線到適配板上，或者透過雙絞線進行連線，如圖5所示。
圖5 IGBT與驅動器連線
IGBT並聯驅動電路門極可採用圖6所示的配置來最佳化動態均流效果。它們有一個共同的控制驅動末級，需要使用同等長度的雙絞線或者同等長度的印刷電路板電路進行連線。
圖6 集中驅動電路建議（最佳化動態均流）
REn ~10% * RGn， 典型值0。5Ω；
RGn ~典型值 ≥ 50% *總的門極電阻；
肖特基二極體DEn引數： ≈ 100V， 1A；
額外的門極電容CGE_ext將會對並聯效果產生積極地作用，外加CGE_ext一般選在10%-50%的CGE電容值（規格書），可透過雙脈衝測試來驗證效果和最佳電容值。
下面來簡單解釋下各部分的功能和作用。
1）IGBT模組自身存在差異，如VGE（th）（負溫度係數，Tj越高，VGE（th）越低），轉移特性IC = f（VGE），門電荷特性VGE= f（Qg），開關時間ton，toff等，如果將IGBT透過一個公共的門極電阻Rg進行硬並聯（如圖7所示），則會有如下問題：
由於門極硬連線，所有並聯IGBT具有相同的VGE，即所有IGBT不能獨立開關；
具有最低閾值電壓的IGBT先開通，同時將門極電壓箝位在其米勒平臺電壓，在先開通的IGBT完全導通前，其他並聯IGBT無法進入完全開通狀態；
先開通的IGBT承受幾乎全部初始電流，具有較高的開通損耗。
圖7 錯誤的並聯方式
2）每個IGBT引入獨立的門極電阻Rgn，這樣允許每個門極電壓獨立上升（Rgn， 1% 公差）
圖8 更佳的並聯方式
3）引入發射極電阻Ren （≈ 10% Rgn，但最小0，5 Ω）， 主要有以下作用：
限制環流電流i ≤10A；
阻尼振盪；
Ren 引入VRen 電壓負反饋，實現動態均流（對於關斷，原理類似）
如圖9所示，IGBT T1先開通，di/dt與發射極線路寄生電感共同作用產生感應電壓L1*di1/dt， 從而在RE1，RE2和L2，L1之間形成環流電流I12，此時VGE1=VGE-IRG1*RG1-VRE1，VGE2=VGE-IRG2*RG2+VRE2，先開通的IGBT T1門極電壓VGE1下降，開通速度降低；後開通IGBT T2門極電壓VGE2上升，開通速度提高，從而實現動態均流。
圖9 帶有公共發射極的IGBT並聯等效電路
然而，由發射極耦合引起的均流平衡也有侷限性。
當發射極電感較大時，耦合效應會變得很強。即使並聯IGBT開關速度差異很小，但也會導致較高的門極電壓差異，進而可能導致門極振盪；
對於不平衡的發射極電感，例如1≫2，即使並聯IGBT有相同的開關特性，不同的耦合電壓將會導致不同的開關速度；
因此，對稱的低發射極電感設計是必須的。上管IGBT比下管IGBT更為危險，原因是AC連線通常比DC-連線具有更高的發射極寄生電感。
4）建議引入肖特基二極體Den與Ren 並聯，在短路情況下，有助於平衡發射極電壓，避免振盪（肖特基二極體引數 ≈ 100V， 1A）
5.2 單獨驅動方案
單獨驅動器方案對動態電流分佈的影響因素如下：
訊號傳輸延遲時間差異
抖動時間
門極電壓差異
下面透過案例來看了解下各因素的影響。
圖10 100ns 關斷延遲（對應48%電流增加-紅色曲線）
圖11 25ns抖動延時（對應12%電流增加-黃色曲線）
圖12 關斷門極電壓增加0。7V（對應52%電流增加-紅色曲線）
由以上案例可知，單獨驅動器方案動態電流分佈嚴重依賴於傳輸延遲時間差異、抖動時間、門極電壓差異，而集中式驅動方案則不需要特別考慮這些因素。
對於大功率系統而言，多模組並聯使得發射極連線線路更長、發射極電感更大並且不均衡，從而可能導致電流不均衡和振盪。在這種情況下，並聯可以由幾個模組構成，每個模組使用一個獨立的驅動器，如總共6個SEMiX3p 並聯，其中每3個SEMiX3p共用一個驅動器，如圖13所示。由於開關速度差異可能導致較大的電流不均衡，需要使用均流電抗來最佳化電流分佈，並且最終的電流不均衡性依賴於均流電抗大小。
IGBT驅動器功率限制也可能是不均衡的原因，因此需要保證驅動器具備足夠的驅動能力。
圖13 6個SEMiX3p 並聯方案
5.3 集中驅動方案 vs 單獨驅動方案
在選擇驅動方案時，系統尺寸是關鍵引數。對於緊湊型系統，集中式驅動更好些，不用考慮傳輸延遲時間差異、抖動時間、門極電壓差異，同時發射極反饋效應有助於動態均流。對於大功率系統而言，多模組並聯使得發射極連線線路更長、發射極電感更大並且不均衡，從而可能導致電流不均衡和振盪，因此，大功率系統更適合使用單獨驅動器方案。對於單獨驅動器方案，需要儘可能減小驅動器傳輸延遲時間差異、抖動時間和門極電壓差異，如果上述差異很小、結構設計對稱性也很好，通常不使用交流電抗、模組直接硬並聯是可以的；如果硬並聯電路電流不對稱性高於設計指標，建議採用均流電抗來實現更好地動態均流效果，但這會影響靜態不均流（後續有相關介紹）。
6. 對稱結構設計
為了實現對稱的電流分佈，並聯電路內所有功率電路和控制電路的設計都應儘量減少寄生電感和嚴格按照對稱迴路接線來進行。對於對稱的要求，不僅是到公共交流端連線要求同等的長度（分支阻抗），而且對從半導體到直流母線電容器（換流回路電感）的路徑也要求同等長度。每個模組配備相同數量的電容器，並且保持相同的裝配距離。發射極電感必須保持較小，因為它會使開關過程中的驅動電壓電位發生快速變化。
6.1 結構對稱的重要性
圖14左圖為對稱交流負載連線、不對稱母線連線和對應開通電流分佈；圖14右圖為不對稱交流負載連線、對稱母線連線和對應開通電流分佈。
圖14 結構不對稱性對均流的影響
6.2 寄生電感對均流的影響
圖15為4個IGBT模組並聯，雙脈衝測試時不同交流負載電纜連線位置導致的均流效果差異，下圖中最右邊模組流過電流比平均電流高20%左右。
圖15 寄生電感對均流的影響
6.3 負載耦合電感對均流的影響
如果在結構設計時將交流輸出電纜與AC並聯母排平行佈局，則需要考慮負載電纜與交流排之間的感性耦合效果，參考圖16。
圖16 感性耦合對均流效果的影響
6.4 佈局建議
模組並聯時，必須要考慮結構的對稱性以保證好的均流效果。交流端連線方法和控制電路連線推薦案例如下。
圖17 推薦交流端連線方式
圖18 推薦驅動電路對稱性設計
7. 均流電抗選擇
我們先透過一個案例來了解下IGBT模組並聯時線路電感對動態均流和動態到靜態均流收斂過程的影響。
7.1 電感L1/L2 大小對動態開通電流分佈的影響
t0 時刻以前，D3和D4續流，然後1先開（t0 時刻開通），2後開（t1時刻開通）
1 （） 、2 （） 對應電感值為L（L1，L2）
‘1 （）、’2 （）對應電感值為 3。3*L
~1 （）、 ~2 （）對應電感值為67*L
圖19 兩個IGBT模組並聯的等效電路
圖20 不同電感L1，L2時的動態電流分佈
由上述案例可知，L越大，動態均流效果越好。
7.2 電感L1/L2 大小對電流從動態到穩態分佈的影響
當兩並聯IGBT全部開通後（t1 時刻後），在導透過程中，IGBT電流將會重新分佈，其分佈與電感L1，L2關係如圖21所示。
1（） 、2（） ，對應電感值為L（L1， L2）
‘1（）、’2（）對應電感值為 3。3*L
~1（）、 ~2（）對應電感值為67*L
圖21 並聯IGBT全部導通後電流分佈圖（對應不同電感L1，L2）
1（） 、2（）收斂速度取決下如下引數：
如果L1+L2增加，時間常數τ增加，電流I1（t），I2（t）收斂速度下降，那麼I1（t），I2（t）收斂到Iac（t）/2的時間取決於下一個開關切換時間、時鐘頻率和當時的Iac（t）瞬態值。假如在IGBT導通結束時，I1（t），I2（t）並沒有收斂到Iac（t）/2，那麼在下一個開關工作時，這個偏移電流將會被疊加到不對稱電流當中，請參考圖22。
圖22 IGBT導通結束時的電流偏移量和影響（沒有考慮二極體導透過程）
7.3 逆變器模式下模組並聯時不同交流電感量對均流的影響
案例1：電感值相當於模組透過銅排進行並聯
案例2：電感值相當於模組透過功率電纜進行並聯（幾微亨）
案例3：電感值相當於模組透過電抗進行並聯（幾百微亨或毫亨級）
測試條件：模組1（藍色曲線）被提前150ns開通
圖23 不同AC電感量對逆變器電流分佈的影響
在實際的逆變器測試中，電流分佈明顯好於雙脈衝測試，原因是IGBT正溫度係數和較高的負載感抗。雙脈衝測試適用於調查開關特性和對稱性，但是不適用於調查並聯模組的電流分佈。
7.4 均流電抗器感值選擇
透過使用外部電感，可以減少在開關時刻的電流不均衡以及開關損耗差異。
圖24 並聯模組的動態電感耦合
如圖24所示， T1在t1時刻先開通，T2在t2時刻開通，則在t1到t2期間（T1已開通，T2未開通，D4續流），K1和K2兩點間的電壓為直流母線電壓，同時L1上電流上升率和L2上電流下降率絕對值一樣，即di2/dt=-di1/dt。那麼，有如下公式成立：
Vdc= L1*di1/dt+（-L2*di2/dt）
=L1*di1/dt-L2*（-di1/dt）
=（L1+L2）*di1/dt
基於上述原理，可得到如下兩模組並聯時均流電抗計算公式：
2*Lmin=Vdc/（di/dt）
Vdc： 母線電壓
di ： 最大允許的電流偏移值
dt： 兩模組開通時間差異
例如，最大不均衡電流限制為50 A，最大開通時間差異為125ns和1200V直流母線電壓，則均流電感值為：
即每個IGBT需要1。5μH的電感。
8. 其它注意事項
8.1 熱設計的合理性
在任何情況下，並聯模組時，良好的散熱耦合是很重要的。對於有多個散熱片的大型並聯系統，尤其是對空氣冷卻系統，應儘量避免熱串聯結構（熱堆積）。當溫度相差10°C時，對同樣的二極體，就會帶來正向導通電壓差 20毫伏的差別，由於負溫度係數，越熱的二極體將會承受更多的電流，這就會進一步加劇溫度差異。
8.2 模組並聯降額使用
儘管優化了模組選擇、控制設計和導線佈局，仍不可能完全達到一個理想的靜態和動態的平衡，因此，需要考慮降額使用。根據各種實際經驗以及各種半導體靜態和動態引數可能帶來的影響，建議對模組最小降額10％使用。
一般，降額比例可參考如下公式進行估算。在實際應用中，需要根據實際均流效果、過載條件和散熱條件來最終確定最終可使用電流大小。
降額比例：
x = 600V IGBTs——-0。1
x = 1200V IGBTs——-0。14
x = 1700V IGBTs——-0。19
n = IGBT並聯數量
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